电力电子技术课程设计
课题：48W BUCK/BOOS电路设计
班级： 学号:
姓名：
专业：
电力电子技术
系别：
自动化学院
指导教师:
淮阴工学院自动化学院
2017年3月
KKK
KKK
背景应用
单管BUCK-BOOST是非隔离升降压（输出可高于或低于输入电压） 式PWM DC/DC转
换电路，其输出电压与输入电压方向相反， 开关MOS管是高端驱动，因此可工作在
BUCK和BOOST两种工作状态，工作时序比 BOOST复杂需要分别进行分析。
双管BUCK-BOOST是非隔离升降压（输出可高于或低于输入电压）式 PWM DC/DC
转换电路，其输出电压与输入电压方向相同。开关 MOS管是高、低端驱动，存在
BUCK和BOOST两种工作状态相互切换的问题，用硬件不易实现 PWM，用软件（如
DSF）比较容易实现，不易产生工作状态切换不稳定性问题。
buck/boost主电路工作原理
2.1设计任务
1、 分析buck/boost电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和 各支路的电流波形；
2、 根据输入输出的参数指标，计算功率电路中半导体器件电压电流等级， 并给出所选器件的型号，设计变换器输出滤波电感及滤波电容。
3、 给出控制电路的设计方案，能够输出频率和占空比可调的脉冲源。
4、 应用protel软件作出线路图，建立硬件电路并调试
2.2原理分析
升降压斩波电路的原理图如图1所示。由可控开关 Q储能电感L、二极管 D滤波电容C负载电阻RL和控制电路等组成。
图表1 BUCK-BOOST主电路V
图表1 BUCK-BOOST主电路
V2
+
图表2 电感、电容的电压、电流波形
当开关管Q受控制电路的脉冲信号触发而导通时，输入直流电压 V1全部加
于储能电感L的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D反向偏置截止，储 能电感L将电能变换成磁能储存起来。
电流从电源的正端经Q及L流回电源的负端。经过ton时间以后，开关管Q 受控而截止时，储能电感L自感电势的极性变为上负下正，二极管D正向偏置而 导通，储能电感L所存储的磁能通过D向负载RL释放，并同时向滤波电容C充 电。经过时间Toff后，控制脉冲又使Q导通，D截止，L储能，已充电的C向 负载RL放电，从而保证了向负载的供电。此后，又重复上述过程。由上述讨论 可知，这种升降压斩波电路输出直流电压 V2的极性和输入直流电压升降压斩波 电路V1的极性是相反的，故也称为反相式直流交换器。
2.3电路运行状态分析
n+ V -Of0RL」
n
+ V -
O
f
0
RL」
(a) Q导通 (b) Q关断，D续流
图表3 buck/boost不同开关模态下等效电路
电感电流连续工作时，Buck/Boost变换器有开关管Q导通和开关管Q关断两 种工作模态。
a.在开关模态1[0?ton]:
t=0时，Q导通，电源电压Vn加载电感Lf上，电感电流线性增长，二极管 D 戒指，负载电流由电容G提供：
LfdiL
Lf
diLf
dt
(2-1)
Vo
Vo
RLD
(2-2)
CfdVo ,『Io(2-3)
Cf
dVo ,
『Io
(2-3)
t=t on时，电感电流增加到最大值i
Q关断。在Q导通期间电感电流增加
?%Vin D
?%
Vin DyT
Lf
(2-4)
b.在开关模态2[t on?T]:
t=t on时，Q关断，D续流，电感Lf贮能转为负载功率并给电容 G充电，iLf在
输出电压Vo作用下下降：
(2-5)Lf 匹二V。
(2-5)
dt
…晋"晋R
…晋"晋Rd
(2-6)
t=T时，iLf见到最小值iLmin，在t on ~ T期间iLf减小量也iLf为:
VoLfoff
Vo
Lf
off
￥(1 — Dy)T
Lf
(2-7)
此后，Q又导通，转入下一工作周期。由此可见，Buck/Boost变换器的能量 转换有两个过程：第一个过程是 Q开通电感Lf贮能的过程，第二个是电感能量
向负载和电容G转移的过程。
稳态工作时，Q导通期间iLf的增长量应等于Q关断期间iLf的减小量，或作 用在电感Lf上电压的伏秒面积为零，有输入输出电压关系:
(2-8)V。 Dy
(2-8)
Vin「1-Dy
由(2-8)式，若 Dy=0.5，则 V>=Vn；若 DyvO.5，则 Vo<Vn；反之，D>0.5，V>Vn。
设变换器没有损耗，则输入电流平均值Ii和输出电流平均值Io之比为
(2-9)Dy
(2-9)
lo "-Dy
开关管Q截止时，加于集电极和发射极间电压为输入电压和输出电压之和,
这也是二极管D截止时所承受的电压
ujuDf "
ujuDf "走二盏
(2-10)
由图1-2可见，电感电流平均值 .等于Q和D导通期间流过的电流平均值
I Q和 I D之和，即：
iLf 二Il +「max min(2-11)^Lfmax1 LminLf(2-12)负载电流Io等于流过二极管D电流的平均值Id,即在t=t on?T期间电感电流的平均值Io
iLf 二
Il +「
max min
(2-11)
^Lf
max
1 Lmin
Lf
(2-12)
负载电流Io等于流过二极管
D电流的平均值Id,即在t=t on?T期间电感电
流的平均值
Io
& WDy)
rld
(2-13)
电感电流最大值iL和最小值 f max
iL
f max
i Lf min
ILf
lin 二 LfD
iLf ■为:
二 lLf
Vn
2Lf f Dy
(2-14)
(2-15)
2%
ILf
V^D
2Lf f
(2-16)
开关管Q和二极管D电流的最大值iQ
、i。等于电感电流最大值 max max
1 L f max
1 .
iQmax 二 iDmax = 1 Lf max = 1 L f ：iLf "
」^^(1_Dy)
1 - Dy 2Lff
(2-17)
Q导通期间，电容Cf电压的变化量即输出电压脉动 Vo由Q导通期间Cf放电量
QCf<oD
QCf
<oDyT 计算，因 Qf =Cf Vo，故
Wo IoDy
Cf f
(2-18)
电路参数的计算
Buck/Boost变换器设计指标为：
输入电压Vin :直流18~72V;
输出电压Vo :直流24V;
输出功率Po: 48W
设定MOSFE的开关频率f为500kHz,电感电流纹波厶.为电感电流平均值
lLf的5%输出电压纹波AV。为输出电压Vo的2%
设定Mosfet的开关频率f为100kHz,电感电流纹波?Lf为电感电流平均值
ILf的20%输出电压纹波AVo为输出电压乂的20%
输出端电阻为：
V°2
Rld -
Po
_ 242
-48
= 12'J
输出端电流为：
, Vo
24
I o =
= 2-.
Rld
-12
由式(3-8)得占空比为：
Vo+Vn 24+Vn = ( 0.25~0.57)
由式(3-9)得输入电流为：
Dy 2 Dy
I in 二 I o ' —
—Dy 1-Dy=( 0.67A~2.65A)
由式(3-10)得开关管Q截止时承受电压，二极管D截止时承受电压为:
Uce
Uce
V
Dy =( 42V~96V
由式(3-13)得电感电流平均值为:
—Dy 二(2.67A~4.65A)
电感大小为：
dh
L uo
dt
.Jl 0.4A
L L 24V
.：t (1_D)T
=L =0.26mH
电容大小为:
c—
dt
Juc 4.8/ 八
C 2A
=t DT
=C =0.24jF
实验器件选择(电压取两倍安全裕量，电流取四倍安全裕量)
开关管Q:开关频率100kHz,截止时承受电压96V,流过最大电流4.766A。
所以选用 IRF640A( 200V, 18A)
二极管D:截止时承受电压96V,流过最大电流4.766A。所以选用IN4935 (200V, 30A)
电感 Lf : 0.26mH
电容Cf : 2.4牛
电阻RLD 12。
buck/boost 控制电路分析
图表4控制电路
关于电容的注意事项：
在主电路中有电解电容和普通电容并联，其中两个电容都起到滤波的作用。
电解电容的作用是滤除低频的交流谐波， 当谐波的频率达到一定程度时，电解电 容的温度将会超过电容的耐受温度， 容易击穿电容，严重可能发生爆炸，故并联 一个普通电容用来滤除高频谐波。这样线路中的谐波将会较好的滤除。
关于MOSFE管的驱动电源：
在简单的buck电路中有的直接将UC3843的Vout的经过一个限流电阻后接 到MOSFE管的G端，控制MOS?关闭和导通，调整占空比 D。但是buck-boost 电路用着这样驱动,MOS就变成源极跟随器了，跟三极管的射极跟随器一样，输出 的电压永远比驱动的电压低，也就是说，在这里,MOS起不到一个开关的作用，一 直是工作在线性状态，上面压降很大，损耗很大。所以要将3843直接驱动MOS 那么3843的地，就要接在MOS勺S极串的电流采样电阻的后端。
关于光耦的作用：
因为buck-boost是反极性输出，MOSt变成源极跟随器了 ,跟三极管的射极 跟随器一样，输出的电压永远比驱动的电压低，也就是说，在这里,MOS起不到一 个开关的作用，一直是工作在线性状态，上面压降很大，损耗很大，所以可能以用 一个光耦比较好。光耦的是隔离的原件，这样 UC3843的 comp端是+13V左右。
UC843才能正常工作，光耦是通过反馈来控制流入 COMP勺电流和Vfb的采样电
压。
实验器件的选择
开关管Q:开关频率100kHz,截止时承受电压96V,流过最大电流4.783A 二极管D:截止时承受电压96V,流过最大电流4.783A。
电感Lf :大小0.44mH~1.35mH流过电流最大值 4.783A。
电容Cf :大小10.146圧~23.8吓，承受电压最大值大于 24V。
电阻FU： 12门。
参数设置：
开环仿真时各个器件参数截图:图表 5开环L1参数IhciE-Pbase h[alK KLC Bnndi
开环仿真时各个器件参数截图:
图表 5开环L1参数
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Fat-liters图表 6开环时 Q1参数
Fat-liters
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图表8开环时D1参数
图表7开环时R参数
闭环仿真时各个器件参数截图：
图表9开环时二极管参数
图表10闭环时MOS管参数
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图表11比例-积分模块参数
图表12饱和度模块的参数
M ATLAB仿真
6.1开环仿真
图表13 Simulink开环仿真
任取五组输入电压值 Vin分别为：18V、24V、48V、60V 72V,计算并调节
各组占空比D,使得输出电压Vo稳定在24V,输出电流值稳定在2A,观察仿真
所得的输出电压、电流的波形图是否满足要求。其中，仿真图中各原件参数如下:
L1=188.4 卩 H R1=12Q C=50.4 卩 F
得到的数据记录于下表：
序号
输入电压Vin
占空比D
输出电压Vo
1
18V
0.571
24V
2
24V
0.5
24V
3
48V
0.333
24V
4
60V
0.285
24V
5
72V
0.25
24V
开环仿真输出电压、波形分为五组记录如下: 第一组（输入电压Vin=18V）:
T(s>. M
图14 开环仿真输入电压为 18V时的输岀电压波形
图表15开环仿真输入电压为 18V时的输岀电流波形 第二组（输入电压Vin=24V）:
ID4
图表16开环仿真输入电压为 24V时的输岀电压波形
图表17开环仿真输入电压为 24V时的输岀电流波形
第三组（输入电压Vin=48V）:
a 1D"*
图表19开环仿真输入电压为 48V时的输岀电流波形
第四组（输入电压Vin=60V）:
图表20开环仿真输入电压为 60V时的输岀电压波形
图表21开环仿真输入电压为 48V时的输岀电流波形
第五组（输入电压Vin=72V）:
图表23开环仿真输入电压为 72V时的输岀电流波形
图表24开环仿真时电感电流波形
分析：MOSFE管两端的电压为输入和输出端电压之和（此时的占空比 D为
50%）。通过仿真得出Buck/Boost变换器是输出电压可低于或高于输入电压的 一种单管直流变换器。当0v D< 1/2时实现降压，当1/2 v D< 1时实现升压。且
当占空比为0.25~0.571之间是可以满足输入：18?72Vdc,输出：24Vdc/2A的 设计需要，且仿真结果与理论结果高度近似。
6.2闭环仿真
图表25 Simulink闭环仿真电路图
工作原理：
闭环是在主电路开环的基础上加入反馈通道，通过控制电路将电压降到稳 定的2.5V左右（MOS管的驱动电压）接到MOS管的驱动端，通过输出的高低电平控 制MOS管的导通,占空比可以控制通断时间,来实现24V的稳定输出.在实际电路 中就要用到UC3842/3的器件来实现PWM技术?
闭环仿真：
取五组输入电压值Vin分别为：18V、24V、48V、60V、72V,使其经过调试 后的闭环电路后输出电压值 Vo稳定在24V,输出电流值稳定在2A,观察仿真所 得的输出电压、电流的波形图是否满足要求。
闭环仿真输出电压、电流波形分为五组记录如下。
第一组（输入电压Vin=18V）:
图表26闭环仿真输入电压为 18V时的输岀电压波形
图表27闭环仿真输入电压为 18V时的输岀电流波形
第二组（输入电压Vin=24V）:
图表28闭环仿真输入电压为 24V时的输岀电压波形
Ks） ＞： io6
图表29闭环仿真输入电压为 24V时的输岀电流波形
第三组（输入电压Vin=48V）:
图表30闭环仿真输入电压为 48V时的输岀电压波形
图表31闭环仿真输入电压为 48V时的输岀电流波形
第四组（输入电压Vin=60V）:
图表32闭环仿真输入电压为 60V时的输岀电压波形
图表33闭环仿真输入电压为 60V时的输岀电流波形
第五组（输入电压Vin=72V）:
图表34闭环仿真输入电压为 72V时的输岀电压波形
t<s) X1OB
图表35闭环仿真输入电压为 72V时的输岀电流波形
图表36闭环仿真时电感的电流波形
分析：
1 ?电容增大，会使衰减变慢且超调量变大但其稳态输出脉动变小 ，电容减小 时，超调量减小脉动增加，开始的一段时间就会出现较大的振荡 ，使输出不稳 疋；
2.电感变大,会使衰减变慢但稳态时的脉动较小， 增大电感可以使超调量减 小.电感变小,会使脉动增加，超调量变大，在开始一段时间做成振荡，而且稳定 时还会有明显的振荡，若电感过小会导致出现增幅振荡；
3?电阻的小范围变化对电路的影响不是太大，但如果电阻在太大的范围改 变可能也会出现较大的初始过程；
4.当输入电压不稳定，而要求输出电压在期望值附近时，可以通过选择合
适的控制策略，改变占空比进行调节，使输出电压在比较理想的范围内
两个表格：输入不变，负载空载到满载输出电压数值，验证闭环效果；满载
情况下，整个输入电压范围，输出电压电压值 ；
7 Protel 绘图
7.1总电路
7.2主电路
电容的选择
在主电路中有电解电容和普通电容并联，其中两个电容都起到滤波的作用。
电解电容的作用是滤除低频的交流谐波， 当谐波的频率达到一定程度时，电解电 容的温度将会超过电容的耐受温度， 容易击穿电容，严重可能发生爆炸，故并联 一个普通电容用来滤除高频谐波。这样线路中的谐波将会较好的滤除
7.3控制电路
光耦的作用
因为buck-boost是反极性输出，M0鉞变成源极跟随器了 ,跟三极管的射极 跟随器一样，输出的电压永远比驱动的电压低，也就是说，在这里,MOS起不到一 个开关的作用，一直是工作在线性状态，上面压降很大，损耗很大，所以可能以用 一个光耦比较好。光耦的是隔离的原件，这样 UC3843的 comp端是+13V左右。
7.4 UC3843_Vcc
UC3843勺独立电源
由于UC3843在电路中起到PWMS节的作用，但是PW啲电源对稳定需求 然而输入端是18-72Vdc,所以不能直接为UC3843直接供电。此时就需要一个稳 定的电压源，稳定输出12v电压使UC3843能够正常工作。
UC3842/UC384开关电源是高频开关电源，与低频开关电源相对应。高频开 关电源是先把工频（50Hz） 220VAC先转换为几十KHz通过高频变压器隔离、降 压，得到所需的直流电压。而低频开关电源是直接将 50HZ220VAC!过低频变压
器，转换为所需电压。
UC3842/UC384是固定频率电流模式PWM控制器，专为使用最少的外部元件实现 Off-Line 电源和DC-DC转换器的应用而设计。这些集成电路具有可微调的振荡 器（可实现精确的占空比控制）、温度补偿参考电压、高增益误差放大器、电流 取样比较器（current sensing comparator ）和大电流图腾柱式输出，是驱动功 率MOSFE的理想器件。其保护电路有内置的欠压锁定（UVLO和电流限制。
以安森美UC3843B 8脚封装为例，如下图所示
PDIP-3
N SUFFIX
CASE 626soic-e
D1 SUFFIX
CASE 751
PDIP-3
N SUFFIX
CASE 626
根据芯片资料知，安森美UC3843B勺欠压锁定门限为8.5V（通）和7.6V（断）。
正常使用时，首先需要在7脚（Vcc）和5脚（GND加工作电压。
当Vcc超过门限电压8.5V时，UC3843B工作，8脚（Vref）输出参考电压5V, 同时，在6脚（Output）输出固定频率的脉冲宽度调制（PWM信号，这个固定 频率由4脚（Rt/Ct ）和8脚（Vref ）之间的定时电阻和电容确定，最大为500KHz
当Vcc低于门限电压7.6V时，8脚（Vref）的电压约为0V,振荡器停振，6 脚（Output）输出电压约为0V,开关管截至，UC3843环工作。
7.5示波器显示波形
以下各组波形均以MOSFE管两端压降，二极管两端压降，控制电路光耦两
端压降这个顺序排列。
第一组：
输入：21 ?3V 1.88A
输出：20.3V 1.43A
■J ■ **弄
■
J ■ **
弄；.4^Lk1
■ Fe
-n 越■?
■- E
占空比：0.49
第二组：
输入：
30.1V 1.28A
输出：
20.3V 1.43A
占空比：0.4
第二组:
输入：
37.4V 0.98A
输出：
20.3V 1.43A
占空比：0.65
说明：由于受器件所限，我们选择了 15欧姆的电阻，输出定在20.3V，1.43A，
根据之前的计算，输入电流都是很小的，误差近 1A。由于条件有限，我们无法
确定问题在哪。但是可以肯定的是电容量与电感量与仿真时使用的值是不一样的 可能是电感量与电容量的不合适，也可能是开关频率较小导致的结果。
.个人小结
本次课程设计是对电力电子技术知识的一个分析和应用， 通过对资料的查询,
使自己对直流斩波电路的BUCK-BOOS有了更加深入的了解，对其工作电路和波 形也有了较好的掌握。本设计是在 Matlab的环境中建立仿真，对 Buck/Boost
变换器进行设计与分析。由于时间比较紧张，所以使得自己更加积极地学习相关 知识。由于自己知识的欠缺，对 MATLAB勺知识还不熟悉，但是在老师和同学的 帮助下，现在感觉 Simuli nk还是挺好用的。此仿真验证了课本上 Buck/Boost
变换器的理论关系式，使得我对其升降压变换有了较深入的了解。 在设计的过
程中还是有一些困难，原本对肯本上的知识只是限于一知半解的程度， 现在通过
自己设计仿真，对结果的分析等一系列工作，是原先抽象的知识变得很直观，加 深了对其工作的记忆。总之，这次课程设计还是很有意义的，在此，感谢老师与 同学的热心帮助
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